Преобразователь на 555

Преобразователи напряжение — частота

Вячеслав Дерябин, к. т. н., доцент

Преобразователи напряжение—частота ПНЧ (Voltage-to-Frequency Converters VFC) являются наиболее дешевым средством преобразования сигналов для многоканальных систем ввода аналоговой информации в ЭВМ, обеспечивающим высокую помехозащищенность и простоту гальванической развязки. ПНЧ — отличное решение для задач измерения усредненных параметров, расхода, а также задач генерирования и модуляции частоты.

ПНЧ относятся к классу интегрирующих преобразователей, поэтому обладают соответствующими достоинствами: хорошей точностью при минимальном числе необходимых прецизионных компонентов, низкой стоимостью, высокой помехоустойчивостью, малой чувствительностью к изменениям питающего напряжения, отсутствием дифференциальной нелинейности.

ПНЧ преобразует входное напряжение в частоту выходных импульсов, которые могут передаваться на большие расстояния без искажения информационного параметра — частоты. Второй этап аналого-цифрового преобразования: «частота—код» осуществляется путем подсчета импульсов за фиксированный интервал времени, то есть усреднением. Если этот интервал сделать кратным периоду основной помехи (20 мс), то помеха подавляется полностью. Это свойство особенно полезно для измерения зашумленных низкоуровневых сигналов, например э.д.с. термопары.

С разнообразными принципами построения и классификацией ПНЧ можно познакомиться, например, в .

В интегральных микросхемах ПНЧ используется метод интегрирования входного сигнала с импульсной компенсацией заряда интегрирующего конденсатора. Для получения высокой точности и стабильности преобразования необходимо обеспечить постоянство вольт-секундной площади импульса обратной связи. Лучшей точностью и стабильностью обладают синхронизируемые ПНЧ, в которых длительность импульса обратной связи стабилизирует кварцевый резонатор.

Несинхронизируемые ПНЧ

Отечественная промышленность выпускает несинхронизируемый ПНЧ типа КР1108ПП1 и аналогичный КР1143ПП1. Их зарубежные аналоги, совместимые по выводам — ADVFC32 фирмы Analog Devices, VFC32 и VFC320 фирмы Burr-Brown. Упрощенная функциональная схема такого ПНЧ показана на рис. 1. ПНЧ включает в себя усилитель А1, компаратор А2, одновибратор, источник стабильного тока I0, аналоговый ключ S и выходной транзистор. Для построения ПНЧ микросхему следует дополнить двумя конденсаторами С1, С2 и двумя резисторами R1, R2. Элементы R1, С1, А1 образуют интегратор. Конденсатор С2 задает длительность импульса одновибратора t = kC2, где k определяется характеристиками микросхемы (в VFC32 I0 = 1 мА, k = 75 кОм). Импульсы тока I0 уравновешивают ток, вызываемый входным напряжением VIN

TVIN / R1 = kC2I0.

Откуда f = 1 / T = VIN / (kI0R1C2). (1)

Рис. 1. Типовая схема включения и диаграммы сигналов ПНЧ VFC32

Из (1) следует, что стабильность характеристики преобразования ПНЧ зависит от стабильности внешних элементов R1, C2 и внутренних параметров k, I0 микросхемы. Кроме того, для обеспечения высокой линейности преобразования конденсатор С1 необходимо выбирать с малой утечкой и малым коэффициентом диэлектрической абсорбции (полипропиленовый, полистирольный, поликарбонатный).

Диапазон входных токов задается равным 0,25I0, а резистор R1 устанавливает входной диапазон напряжения от 0 до VINmax = 0,25I0R1.

ПНЧ содержит выходной каскад с открытым коллектором. Напряжение питания этого каскада выбирается из условия согласования с последующими цифровыми цепями. Допустимый ток его достаточен для управления светодиодом оптрона или обмоткой импульсного трансформатора в схемах гальванической изоляции аналоговых входов.

С помощью рассматриваемого ПНЧ можно преобразовывать отрицательные напряжения, но для этого нужно изменить подключение входного сигнала. Иными словами, прямое преобразование биполярных сигналов не предусмотрено.

При расширении диапазона изменения выходной частоты все заметнее проявляется конечное время переключения аналоговых ключей, что выражается в интегральной нелинейности преобразования. Ее минимальная погрешность (0,01 %) достигается в узком диапазоне частот 0–10 кГц. В расширенном диапазоне выходных частот (0–500 кГц) погрешность нелинейности увеличивается до 0,2 %.

Еще один популярный ПНЧ — AD654 фирмы Analog Devices (рис. 2) — имеет следующие отличительные особенности: питание от одного источника напряжения 5 В, ток потребления 2 мА, высокое входное сопротивление (250 МОм), малые смещение (1 мВ) и дрейф нуля (4 мкВ/°С), небольшие начальное отклонение (±10 %) и температурный дрейф коэффициента преобразования (50*10-6/°С). Микросхема требует всего два внешних элемента RT и CT для задания характеристики преобразования:

f = VIN / (10 RT CT).

Рис. 2. Схема включения AD654 с изолированным выходом

Максимальная частота может быть установлена до 500 кГц при динамическом диапазоне 80 дБ (диапазон входного тока — от 100 нА до 1 мА). С помощью RT диапазон входных напряжений можно устанавливать от 10 мкВ – 100 мВ до 3 мВ – 30 В.

Входной усилитель позволяет работать напрямую с малыми сигналами термопары или тензодатчика. Выходной каскад AD654 согласуется с КМОП- и ТТЛ-схемами, управляет светодиодом оптрона, работает на длинный кабель.

Синхронизируемые ПНЧ

Точность ПНЧ определяется точностью вольт-секундной площади импульса обратной связи, поэтому вместо одновибратора в синхронизируемых ПНЧ длительность импульса обратной связи формируется равной периоду опорной частоты тактового генератора с кварцевой стабилизацией.

Рассмотрим микросхемы AD7741/AD7742 (рис. 3, 4), заявленные фирмой Analog Devices как новое поколение синхронизируемых ПНЧ.

Рис. 3. Типовая схема включения AD7741

Рис. 4. Схема включения AD7742

AD7741 — это одноканальная версия в 8-выводном корпусе (DIP/SOIC), а AD7742 — многоканальная в 16-выводном (DIP/SOIC). Микросхема AD7741 имеет один буферизированный вход и работает с однополярным входным напряжением в диапазоне 0–VREF. AD7742 имеет четыре буферизированных входа, которые могут быть использованы как два дифференциальных или три псевдодифференциальных для работы с дифференциальным входным сигналом в диапазоне ±VREF/GAIN.

AD7742 имеет вход GAIN установки коэффициента усиления 1 или 2 и вход UNI/BIP задания униполярного/биполярного преобразования. Обе микросхемы содержат встроенный источник опорного напряжения VREF = +2,5 В, но предоставляют пользователю возможность подключать внешний источник. Обе питаются напряжением +5 В, потребляя ток 6 мА. Микросхемы также содержат блок логики понижения энергопотребления, который позволяет снизить потребление тока до 35 мкА в «спящем» режиме.

Входной сигнал через усилитель подается на емкостной модулятор, который преобразует входное напряжение в выходную последовательность импульсов фиксированной длительности. Выходной импульс генерируется по фронту сигнала тактового генератора (рис. 5). Длительность выходного импульса равна длительности тактового, а задержка между фронтом последнего и фронтом импульса на выходе обычно составляет 9 нс.

Рис. 5. Многоканальное аналого-цифровое преобразование с использованием синхронизируемых ПНЧ

Характерной особенностью AD7741/AD7742 является смещенный диапазон выходной частоты: нижней границе входного диапазона соответствует выходная частота 0,05FCLKIN, а верхней — 0,45FCLKIN (рис. 6). Таким образом, диапазон выходной частоты составляет 0,4FCLKIN. Максимально допустимая частота тактового генератора — 6 МГц.

Рис. 6. Характеристика преобразования: а)AD7741, б)AD7742 в биполярном режиме

Выход обеспечивает КМОП-уровни и позволяет подключать одну ТТЛ-нагрузку. Для управления светодиодом оптопары требуется усилитель или специальная схема с входным током менее 1,6 мА.

Удобно использовать ПНЧ совместно с микроконтроллерами, имеющими встроенные таймеры/счетчики. В восьмиканальном модуле ввода аналоговых сигналов AIN8 комплекса Decont производства АОЗТ «ДЭП» применен PIC-процессор. На встроенный счетчик сигналы с выходов ПНЧ подаются по очереди через мультиплексор.

Одновременное многоканальное преобразование требует большого числа счетчиков. Реализовать массив счетчиков со схемой управления и выходом в магистраль микропроцессора можно в программируемой логической интегральной схеме, как это сделано в модуле аналоговых сигналов A16 производства АО «ТЕКОН» (Москва).

Большинство микросхем ПНЧ могут быть использованы для обратного преобразования «частота—напряжение» (ПЧН). Рисунок 7 иллюстрирует включение VFC32 для работы в режиме интегрирующего ЦАП, выходное напряжение которого пропорционально среднему значению частоты входного сигнала. ПЧН полезны в схемах гальванической развязки аналоговых сигналов, в тахометрах, в электроприводе, в телеметрии.

Рис. 7. Схема включения VFC32 в режиме ПЧН

Для электронных счетчиков электроэнергии созданы преобразователи произведения двух напряжений в частоту следования импульсов , например AD7750.

В Таблице 1 собрана информация о микросхемах ПНЧ ведущих фирм производителей электронных компонентов для аналого-цифрового преобразования:

При выборе ПНЧ следует учитывать:

• количество внешних компонентов, требования к их качеству, цену;
• точность ПНЧ (характеризуется интегральной нелинейностью, смещением и дрейфом нуля, смещением и дрейфом коэффициента преобразования);
• диапазон выходной частоты (Df = fmax – fmin) для получения требуемой разрешающей способности за время измерения;
• входное сопротивление или входной ток для согласования с датчиками;
• энергопотребление (количество и уровни напряжений питания, ток потребления);
• возможность прямого подключения оптрона к выходу ПНЧ.

Литература

1. Гутников В. С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. 2-е изд., перераб. и доп. Л.: Энергоатомиздат. Ленингр. отд-ние, 1988.
2. Уваров А. В. Информационно-измерительный и управляющий комплекс Decont для автоматизированных систем контроля, учета и управления энергосбережением // Промышленные АСУ и контроллеры. 1999. № 8. С. 42–45.
3. Соловьев А. Микросхемы для применения в счетчиках электроэнергии // Электронные компоненты. 1998. № 5. С. 11–12.
4. World Wide Web Site: www.analog.com.
5. World Wide Web Site: www.burr-brown.com.
6. World Wide Web Site: www.national.com.
7. World Wide Web Site: www.telcom-semi.com.

DC/DC преобразователь на интегральном таймере 555

При выборе схемы DC-DC преобразователя сейчас обычно используют специализированные микросхемы, которых, в настоящее время выпускается великое множество. И все — же не имея возможности приобрести нужную специализированную микросхему DC-DC можно собрать на элементной базе общего назначения, например, выполнив схему импульсного генератора с ШИМ на доступной микросхеме NE555 (интегральный таймер), или её многочисленных аналогах. Принципиальная схема такого преобразователя показана на рис. 1

Рис. 1. Принципиальная схема преобразователя

При питании от источника напряжением 12V на его выходе можно получить напряжение до 40V. Величина этого напряжения зависит от того, на какое напряжение стабилизации рассчитан стабилитрон VD2. Напряжение питания поступает на таймер А1, на котором собран генератор импульсов. Импульсы поступают на ключ на мощном полевом ключевом транзисторе VT1, в стоковой цепи которого включена индуктивность L1. На индуктивности возникает ЭДС, которая выпрямляется выпрямителем на VD1. Схема стабилизации состоит из транзистора VT2 и стабилитрона VD2.

Данная схема работает как компаратор, для которого опорным напряжением является напряжение стабилизации VD2. Как только напряжение на С4 превышает величину суммы напряжения стабилизации VD2 и порога открывания VT2, происходит открывание транзистора VT2, что приводит к изменению скважности импульсов на выводе 3 А1 в сторону уменьшения. Таким образом, при использовании стабилитрона КС539Г напряжение на выходе поддерживается стабильным на уровне 39,8V. Катушка L1 намотана на ферритовом кольце с внешним диаметром 18 мм, содержит 20 витков провода ПЭВ 0,56. Максимальный выходной ток 1А. При работе с преобразователем нужно учесть, что в его схеме нет защиты от перегрузки по току.

C этой схемой также часто просматривают:

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ 12/220 В — 50 Гц
Преобразователь напряжения 12—> 220 В
Преобразователь напряжения 12—> 220 В до 200 Вт
Импульсный стабилизированный преобразователь напряжения
Преобразователь спектра сигналов электрогитары
Драйвер мотора L298 для робота
Простая отладочная плата для микроконтроллеров PIC
Стабилизаторы напряжения на микросхеме ВА6220
Выключатель для настольной лампы

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ НА ТАЙМЕРЕ 555

Рассмотрим конструкцию простого преобразователя напряжения на основе таймера 555 серии. Устройство, из себя представляет однотактный повышающий преобразователь напряжения, который имеет достаточно широкую область применения. Простой и качественный преобразователь напряжения, который может быть использован в самодельных высоковольтных генераторах (катушка Теслы, генератор Маркса и т.п.). Основные части — генератор, мощный полевой ключ и повышающий трансформатор. Принципиальная эл-схема:

Транзистор IRF540 установлен на небольшой теплоотвод (если преобразователь предназначен для кратковременной работы). При долговременной работе транзистор будет сильно перегреваться, поэтому и теплоотвод будет нужен побольше.

Мощность такого преобразователя напряжения, главным образом зависит от используемого транзистора. Возможно также использование биполярных транзисторов обратный обратной проводимости. Из отечественных можно ставить КТ805, КТ819, а еще лучше КТ827. Но в случае использовании биполярных транзисторов, изменяются намоточные данные трансформатора.

Первичная обмотка содержит 10 витков провода, с диаметром 0.7-1.2 мм. Для удобности намотки можно использовать несколько жил более тонкого провода. Вторичная обмотка может содержать любое количество витков в зависимости от нужд. Например для зарядки конденсаторов гаусс-гана, она содержит содержит 80 витков провода диаметром 0.4 мм. Диаметр вторичной обмотки подбирается тоже исходя от нужного тока на выходе.

Резистор на выходе генераторы снимает перегруз с микросхемы, в следствии чего генератор не перегреется даже при долговременной работе. При использовании полевых транзисторов, первичная обмотка трансформатора может содержать 5-7 витков провода с сечением от 0,5 до 1,5мм. Максимальное входное напряжение не должно превышать 20Вольт, при повышении питающего напряжения, нарушается правильная работа генератора. Сердечник может иметь буквально любую форму. Можно использовать Ш-образные половинки, броневые чашки или ферритовые кольца, при этом, намоточные данные трансформатора не меняются. Мощность преобразователи достаточно высокая, что дает возможность зарядить емкость 1000 мкФ всего за одну секунду.

Простейшие преобразователи

Ниже описаны наиболее распространенные схемы преобразователей напряжения в частоту, для построения которых применяются простейшие ОУ, дан пример расчета основных параметров выходного сигнала, показаны некоторые способы улучшения передаточных характеристик преобразователей.

Если при преобразовании напряжения в частоту не требуется высокая линейность, можно использовать схему на рис. 1.4,а, построенную на двух ОУ типа 140УД7 . В схеме усилитель А1 включен в режиме интегратора, а усилитель А2—в режиме регенеративного компаратора с гистерезисом. Когда выходное напряжение компаратора имеет максимальное положительное значение U1, диод VD смещен в обратном направлении, и напряжение на выходе А1 линейно уменьшается со скоростью, определяемой амплитудой входного положительного сигнала, до тех пор, пока не достигнет значения U1R1/R2. В этот момент компаратор переключается в другое состояние, при котором напряжение на его выходе равно максимальному отрицательному значению U2, диод VD открывается и выходное напряжение интегратора быстро нарастает до U2R1/R2. При этом компаратор возвращается в первоначальное состояние и цикл повторяется.

Так как время нарастания выходного напряжения интегратора значительно меньше времени спада, которое обратно пропорционально амплитуде входного сигнала, частота циклов повторения f будет прямо пропорциональна входному напряжению. Пренебрегая собственным временем переключения компаратора, можно записать следующее выражение для определения частоты выходных импульсов (UВХ—в вольтах, f—в герцах):

(1.2)

Рис. 1.4. Практическая реализация схемы на рис. 1.1 (а) и форма напряжения на выходах ОУ (б)

На самом деле размах напряжения на выходе А1будет несколько больше величины (R1/R2) (U1—U2) из-за отличного от нуля значения времени переключения компаратора, а частота соответственно меньше значения, определяемого выражением (1.2), причем это расхождение будет особенно значительным при больших амплитудах входного сигнала.

На рис. 1.4,б показаны типовые формы напряжения на выходах ОУ для большого входного сигнала. Как видно, в этом случае конечные значения времени нарастания выходного напряжения интегратора и времени переключения компаратора внесут существенный вклад в нелинейность зависимости частоты генерируемых импульсов от входного напряжения. При малых UВХ передаточная характеристика схемы будет также нелинейной из-за наличия дрейфа напряжения смещения интегратора. Поэтому для расширения нижнего предела изменения входного напряжения необходимо включить внешний потенциометр для компенсации этого дрейфа на выходе интегратора. С указанными на рис. 1.4,а номиналами элементов схема обеспечивает линейность преобразования не хуже ±1 % в диапазоне изменения входных напряжений 20 мВ—10 В. При этом частота выходных импульсов изменяется от 20 Гц до 10 кГц.

Более сложная схема преобразователя на основе интегратора, компаратора и переключателя приведена на рис. 1.5 . Интегратор и компаратор собраны на ОУ типа 140УД1, а переключатель — на транзисторе КТ315.

Рис. 1.5. Преобразователь напряжения в частоту с коэффициентом преобразования 100 Гц/В.

Применение усилителя 140УД1 для построения интегратора объясняется тем, что он имеет высокую скорость нарастания выходного напряжения, необходимую для быстрого восстановления напряжения на выходе интегратора, до величины ДUВЫХ после достижения этим напряжением порогового значения, определяемого потенциалом на неинвертирующем входе компаратора. Для качественной работы преобразователя в широком диапазоне изменения входных напряжений на входе интегратора включена пара согласованных биполярных транзисторов. При этом увеличивается коэффициент усиления ОУ (до 30—50 тыс.) и уменьшаются входные токи (до 0,5 мкА). Напряжение смещения нуля входных транзисторов устраняется внешней балансировкой с помощью подстроечного резистора R6.

Поскольку коэффициент усиления составного усилителя значительно возрастает по сравнению с коэффициентом усиления ОУ 140УД1, в схему введены две цепи частотной компенсации: R7C1 и R8C3. Интегрирующим конденсатором является С4. Диоды VD1 и VD2 включены в схему для защиты компаратора от перегрузок по входу.

Второй ОУ используется в режиме компаратора напряжения. Пороговое напряжение—4В обеспечивается подключением к неинвертирующему входу А2 резистивного делителя R10, R11 и источника питания 6 В. Когда выходное напряжение интегратора достигает порогового значения, включается компаратор и открывается транзисторный ключ VT3, замыкающий цепь положительной ОС компаратора. Эмиттерный ток насыщенного транзистора VT3, приблизительно равный 11 мА, поступает в суммирующую точку компаратора, поддерживая тем самым напряжение на неинвертирующем входе на уровне потенциала земли. При этом напряжение на выходе интегратора начинает быстро убывать (по модулю). Когда потенциал на инвертирующем входе компаратора достигает нуля, компаратор переключается и закрывает транзисторный ключ VT3. Затем цикл повторяется.

Резистор R12 включен в схему для ограничения базового тока транзистора VT3; конденсаторы С5 и С6 ускоряют процесс включения — выключения этого транзистора.

Время t1, в течение которого напряжение на выходе интегратора изменяется от 0 до —4 В, определяется постоянной времени R1C4 и приращением амплитуды входного напряжения ДUВХ:

t1=RlC4ДUВЫХ/ДUBX. (1.3)

Время сброса интегратора

t2 = C4(ДUВЫХ/IК) = R11С4(ДUВЫХ/UП -) (1.4)

где ДUВЫХ —максимальный размах напряжения на выходе интегратора; IК — коллекторный ток открытого транзистора VT3; UП — —напряжение питания. Для ДUВЫХ справедливо следующее выражение:

ДUВЫХ = R10UП- /(R10+R11) (1.5)

С помощью выражений (1.3) — (1.5) легко определить период генерируемых импульсов:

T = R10C4UП-/(R10+R11)(R1/ДUВХ + R11/UП-) .

Так как в данном случае справедливо неравенство R1/ДUВХ >> R11/UП- , выражение для определения частоты выходных импульсов можно представить в виде f = (R10+R11)(ДUВХ/ R1R10C4UП-). Из этого выражения следует, что схема имеет линейную зависимость частоты f от входного напряжения с коэффициентом преобразования 100 Гц/В.

В предыдущих схемах основной вклад в ошибку преобразования (нарушение линейности зависимости частоты выходных импульсов от входного напряжения) вносило отличное от нуля время разряда интегрирующего «конденсатора, т. е. время сброса интегратора. Один из способов компенсации этого времени показан на рис. 1.6 . Схема работает с положительными значениями входных напряжений. Справедливо следующее выражение для частоты следования выходных импульсов: f=1/(T1+T2), где Т1—время интегрирования входного напряжения интегратором А1; Т2—время сброса интегратора. Если оба ОУ имеют незначительные напряжения смещения нуля и малые входные токи смещения, условие для сброса интегратора может быть представлено в виде

UОП = UС +UR2 = (1.6)

где U C и U R2— падения напряжений на конденсаторе С и резисторе R2 соответственно; UОП — опорное напряжение.

Рис. 1.6. Схема преобразователя с компенсацией времени сброса интегратора

Если сопротивление R2 выбрать таким, чтобы постоянная времени R2C была равна времени сброса интегратора Т2, то выражение (1.6) преобразуется к виду

или f=Uax=const.

Таким образом, частота выходных импульсов преобразователя пропорциональна среднему значению входного напряжения UBX даже в том случае, когда UBX изменяется с высокой скоростью. Однако при компенсации таким способом времени сброса следует учитывать тот факт, что изменение входного напряжения за время Т2 приведет к ухудшению параметров схемы. Поэтому такая компенсация эффективна лишь при медленно изменяющихся входных управляющих сигналах.

Микромощный изолированный обратноходовой преобразователь с диапазоном входных напряжений от 6 В до 100 В

Linear Technology выпускает целый ряд обратноходовых преобразователей, существенно упрощающих задачу разработчиков, поскольку сигнал обратной связи снимается с первичной обмотки трансформатора во время обратного хода, и, соответственно, отпадает необходимость в использовании оптоизоляторов. Это такие микросхемы, работающие в режиме критической проводимости, как LT3573, LT3574, LT3575, LT3511 и LT3512.

Высоковольтный монолитный изолированный обратноходовой преобразователь LT8300 содержит силовой ключ на 150-вольтовом DMOS транзисторе, переключающем ток до 260 мА, цепи внутренней компенсации и конденсатор мягкого запуска. LT8300 работает при входных напряжениях от 6 В до 100 В, отдавая в нагрузку мощность до 2 Вт, и нуждается всего лишь в пяти внешних компонентах.

LT8300 работает в режиме критической проводимости, а режим генерации пачек (Burst Mode) обеспечивает низкий уровень пульсаций, позволяя из небольшого количества компонентов создавать преобразователи с высоким КПД и минимальными потерями мощности в режиме покоя.

Простой и точный способ измерения выходного напряжения

Преобразователям, в которых используются LT8300, не нужны оптоизоляторы, так как источником информации о величине выходного напряжения служит напряжение на первичной обмотке, измеряемое сразу после выключения силового ключа микросхемы, то есть в момент, когда ток через диод спадает до нуля. Благодаря этому существенно повышается качество регулирования, поскольку на данном отрезке времени падение напряжения на вторичной обмотке трансформатора и на любой дорожке печатной платы равно нулю. Это позволяет обратноходовому преобразователю на основе LT8300 при комнатной температуре стабилизировать напряжение нагрузки с типовой точностью ±1%. На Рисунках 1 и 2 изображены принципиальная схема и нагрузочная характеристика обратноходового преобразователя с выходным напряжением 5 В.

Компактное решение с небольшим количеством компонентов

В 5-выводном корпусе TSOT-23 микросхемы LT8300 интегрирован 150-вольтовый силовой DMOS ключ с максимальным током 260 мА, а также все высоковольтные цепи и логика управления. Изолированное выходное напряжение устанавливается с помощью единственного внешнего резистора, причем цепи частотной коррекции и управления плавным включением интегрированы в микросхему. Режим генерации пачек при малых токах нагрузки обеспечивает высокую эффективность и низкий уровень пульсаций.

Преобразователь включает внутренний ключ немедленно после того, как ток включенного в цепь вторичной обмотки диода уменьшается до нуля, и выключает его, когда коммутируемый ток достигает установленного порога ограничения. В результате полностью исключаются потери на обратное восстановление диода.

Более того, поскольку ключ включается при нулевом токе, минимизированы и потери переключения. Благодаря снижению коммутационных потерь преобразователь может работать на сравнительно высоких рабочих частотах, что, в свою очередь, позволяет использовать более миниатюрные трансформаторы, чем требуются для традиционных схем. По сравнению со схемами, в которых применяются другие решения, устройства, основанные на LT8300, получаются намного компактнее.

На Рисунке 3 показана фотография стандартной демонстрационной платы DC1825A, предназначенной для изучения изолированных обратноходовых преобразователей. На плате установлен трансформатор с сердечником EP7. Для построения полноценной схемы достаточно шести основных компонентов. Это входной и выходной конденсаторы (C2, C3), выходной диод (D1), резистор обратной связи (R3), трансформатор (T1) и микросхема LT8300. Для обратноходового преобразователя, построенного по традиционной схеме, потребовалось бы, как минимум, одиннадцать дополнительных компонентов, плюс сложные схемы запуска и смещения, как на первичной, так и на вторичной стороне.

Низкий ток покоя, минимальная энергия запуска и высокий КПД

По мере снижения тока нагрузки LT8300 уменьшает частоту переключения до тех пор, пока ток не достигнет заданной нижней границы, после чего переходит в режим прерывистой проводимости.

LT8300 отличаются высокой точностью установки порога ограничения тока, даже вблизи минимальных значений, и очень небольшой задержкой распространения. При самых легких нагрузках преобразователь переходит в режим генерации пачек, когда микросхема периодически переключается между активным и спящим режимами. Типовое потребление тока равно 70 мкА в спящем режиме и 330 мкА в режиме переключения.

Типичное значение низшей частоты переключения равно примерно 7.5 кГц, при этом схеме требуется минимальный ток запуска, типовое значение которого составляет всего 0.5% от максимальной нагрузки. По этой причине потери мощности в состоянии ожидания LT8300 очень малы, что крайне важно для приложений, работающих в режиме постоянного включения. На Рисунке 4 показано схемное решение, позволяющее из входного напряжения от 6 В до 12 В получить 24 В. Пиковый КПД этой схемы достигает 87% и остается на высоком уровне порядка 84% при токе нагрузки 20 мА (Рисунок 5).

Заключение

LT8300 – простой в использовании обратноходовой преобразователь с богатым набором уникальных функций, интегрированных в миниатюрный 5-выводной корпус TSOT-23. Прибор способен работать в широком диапазоне входных напряжений от 6 до 100 В, потребляет очень незначительный ток в выключенном состоянии и расходует минимальную мощность в режиме ожидания. Режим критической проводимости снижает потери переключения, уменьшает габариты преобразователя, упрощает конструкцию системы и обеспечивает превосходное качество стабилизации напряжения нагрузки. Микросхема содержит внутреннюю цепь плавного включения, точную схему ограничения тока, схему блокировки при недостаточном входном напряжении и встроенные элементы частотной коррекции.

LT8300 идеально подходит для широкого круга приложений, от устройств с батарейным питанием до источников питания для автомобильного, промышленного, медицинского и телекоммуникационного оборудования. Благодаря высокому уровню интеграции, основанные на LT8300 маломощные обратноходовые преобразователи получаются простыми и содержат небольшое количество компонентов.

Микромощный преобразователь напряжения с высоким КПД

Одно из основных требований при разработке любых электронных устройств — снижение потребляемой мощности. Особенно это касается уст­ройств, питаемых от автономных пер­вичных источников питания, таких как аккумуляторы, солевые или щелочные гальванические элементы, когда про­должительность непрерывной работы устройств напрямую зависит не только от ёмкости источника питания, но и от потребляемого нагрузкой тока. Не всег­да такие источники питания подклю­чают напрямую к нагрузке. Как правило, для питания большинства устройств требуется стабильное напряжение, а значит, необходимо наличие стабили­затора напряжения, причём с высоким КПД, иначе продолжительность непре­рывной работы будет сокращаться.

Автора интересовало схемотехниче­ское решение этой проблемы примени­тельно к устройствам, питаемым ста­бильным выходным напряжением 5 В при токе нагрузки 50…100 мкА. При решении задачи сначала встал выбор первичного источника. Применение солевых или щелочных элементов под­разумевает замену отработавших на новые. Это вполне допустимый вариант несмотря на некоторые финансовые расходы, но привлёк другой Наверное, у каждого из нас имеются, если не ути­лизировать как 01х0ды, отслужившие свой срок Li-Ion аккумуляторы. Напри­мер, от сотовых телефонов. Зачастую причина их неработоспособности — возросшее внутреннее сопротивление или частичная потеря емкости. Но при малом токе нагрузки внутреннее сопро­тивление не имеет особого значения, и такой аккумулятор может иметь даже заявленную производителем ёмкость. Вариант «бесплатного приобретения» такого источника питания меня вполне устраивал, а зарядка, например, раз в полгода, не представляла проблемы.

Поскольку номинальное напряжение Li-Ion (или полимерного) аккумулятора — 3,7 В, для получения 5 В требуется по­вышающий преобразователь, как уже сказано выше, с относительно высоким КПД. Для его построения можно приме­нить доступные и недорогие импульс­ные преобразователи серии NCP1402. В отличие от близкого аналога — серии NCP1400A, в которой выходное напря­жение регулируется с помощью ШИ-модуляции (PWM) на частоте 180 кГц, в серии NCP1402 применена частотно-­импульсная модуляция (PFM). При ма­лых нагрузках это даёт выигрыш в КПД, поскольку частота переключения сило­вого ключа, выполненного на полевом транзисторе, значительно падает (до десятков Гц), а значит, уменьшаются и потери на переключение С нескольки­ми экземплярами разных партий мик­росхем NCP1402SN50T1 были проведе­ны эксперименты на токах нагрузки 50…100 мкА. Типовая схема включения преобразователя на этой микросхеме показана на рисунке.

При индуктивности накопительного дросселя 47 мкГн (рекомендованной производителем) и токе нагрузки 50 мкА (резистор сопротивлением 100 кОм) потребляемый от источника ток — око­ло 150 мкА, Такой КПД явно был слиш­ком мал. Поэтому были приведены экс­перименты, смысл которых заключался в измерении КПД для указанного тока нагрузки и разных индуктивностей накопительного дросселя. В результа­те оказалось, что максимальный КПД (78 %) достигается при индуктивности дросселя 300…600 мкГн. При этом по­требляемый от источника ток (80 мкА) увеличивался для дросселя с индуктив­ностью за пределами указанного ин­тервала. Все измерения проводились при напряжении питания 4 В. Накопи­тельный дроссель L1 — выводной серии ЕС24. Для другого тока нагрузки опти­мальное значение индуктивности дросселя следует подобрать эксперимен­тально по максимуму КПД.

Также выяснилось, что в выпрямите­ле желательно применить диод Шоттки с максимальным допустимым обрат­ным напряжением 30…40 В, например MRB0530LT1. Применение диодов с меньшим допустимым обратным напря­жением приводит к снижению КПД из-за влияния большего обратного тока.

С. ГЛИБИН, г. Москва
Источник: Радио №5/2017